開關電源中光耦隔離的連接方式 幾種典型接法對比-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2019-07-04
開關模式電源（Switch Mode Power Supply，簡稱SMPS），又稱交換式電源、開關變換器，是一種高頻化電能轉換裝置，是電源供應器的一種。其功能是將一個位準的電壓，透過不同形式的架構轉換為用戶端所需求的電壓或電流。開關電源的輸入多半是交流電源（例如市電）或是直流電源，而輸出多半是需要直流電源的設備，例如個人電腦，而開關電源就進行兩者之間電壓及電流的轉換。
在一般的隔離電源中，光耦隔離反饋是一種簡單、低成本的方式。但對于光耦反饋的各種連接方式及其區別，目前尚未見到比較深入的研究。而且在很多場合下，由于對光耦的工作原理理解不夠深入，光耦接法混亂，往往導致電路不能正常工作。本研究將詳細分析光耦工作原理，并針對光耦反饋的幾種典型接法加以對比研究。
常見的幾種開關電源中光耦隔離的連接方式及其工作原理常用于反饋的光耦型號有TLP521、PC817等。這里以TLP521為例，介紹這類光耦的特性。
TLP521的原邊相當于一個發光二極管，原邊電流If越大，光強越強，副邊三極管的電流Ic越大。副邊三極管電流Ic與原邊二極管電流If的比值稱為光耦的電流放大系數，該系數隨溫度變化而變化，且受溫度影響較大。作反饋用的光耦正是利用“原邊電流變化將導致副邊電流變化”來實現反饋，因此在環境溫度變化劇烈的場合，由于放大系數的溫漂比較大，應盡量不通過光耦實現反饋。此外，使用這類光耦必須注意設計外圍參數，使其工作在比較寬的線性帶內，否則電路對運行參數的敏感度太強，不利于電路的穩定工作。
通常選擇TL431結合TLP521進行反饋。這時，TL431的工作原理相當于一個內部基準為2.5V的電壓誤差放大器，所以在其1腳與3腳之間，要接補償網絡。
常見的光耦反饋第1種接法，如圖1所示。圖中，Vo為輸出電壓，Vd為芯片的供電電壓。com信號接芯片的誤差放大器輸出腳，或者把PWM芯片(如UC3525)的內部電壓誤差放大器接成同相放大器形式，com信號則接到其對應的同相端引腳。注意左邊的地為輸出電壓地，右邊的地為芯片供電電壓地，兩者之間用光耦隔離。
圖1所示接法的工作原理如下：當輸出電壓升高時，TL431的1腳(相當于電壓誤差放大器的反向輸入端)電壓上升，3腳(相當于電壓誤差放大器的輸出腳)電壓下降，光耦TLP521的原邊電流If增大，光耦的另一端輸出電流Ic增大，電阻R4上的電壓降增大，com引腳電壓下降，占空比減小，輸出電壓減小；反之，當輸出電壓降低時，調節過程類似。
常見的第2種接法，如圖2所示。與第1種接法不同的是，該接法中光耦的第4腳直接接到芯片的誤差放大器輸出端，而芯片內部的電壓誤差放大器必須接成同相端電位高于反相端電位的形式，利用運放的一種特性——當運放輸出電流過大(超過運放電流輸出能力)時，運放的輸出電壓值將下降，輸出電流越大，輸出電壓下降越多。因此，采用這種接法的電路，一定要把PWM芯片的誤差放大器的兩個輸入引腳接到固定電位上，且必須是同向端電位高于反向端電位，使誤差放大器初始輸出電壓為高。
隨著If的增大而減小。對于一個電源系統來說，如果環路的增益是變化的，則將可能導致不穩定，所以將靜態工作點設置在If過大處(從而輸出特性容易飽和)，也是不合理的。需要說明的是，Ic-If曲線是隨溫度變化的，但是溫度變化所影響的是在某一固定If值下的Ic值，對Ic-If比值基本無影響，曲線形狀仍然同圖7，只是溫度升高，曲線整體下移，這個特性從Ic-Ta曲線(如圖8所示)中可以看出。
由圖8可以看出，在If大于5mA時，Ic-Ta曲線基本上是互相平行的。
根據上述分析，以下針對不同的典型接法，對比其特性以及適用范圍。本研究以實際的隔離半橋輔助電源及反激式電源為例說明。
第1種接法中，接到電壓誤差放大器輸出端的電壓是外部電壓經電阻R4降壓之后得到，不受電壓誤差放大器電流輸出能力影響，光耦的工作點選取可以通過其外接電阻隨意調節。
按照前面的分析，令電流If的靜態工作點值大約為10mA，對應的光耦工作溫度在0～100℃變化，值在20～15mA之間。一般PWM芯片的三角波幅值大小不超過3V，由此選定電阻R4的大小為670Ω，并同時確定TL431的3腳電壓的靜態工作點值為12V，那么可以選定電阻R3的值為560Ω。電阻R1與R2的值容易選取，這里取為27k與4.7k。電阻R5與電容C1為PI補償，這里取為3k與10nF。
實驗中，半橋輔助電源輸出負載為控制板上的各類控制芯片，加上多路輸出中各路的死負載，最后的實際功率大約為30w。實際測得的光耦4腳電壓(此電壓與芯片三角波相比較，從而決定驅動占空比)波形，如圖9所示。對應的驅動信號波形，如圖10所示。
圖10的驅動波形有負電壓部分，是由于上、下管的驅動繞在一個驅動磁環上的緣故。可以看出，驅動信號的占空比比較大，大約為0.7。
對于第2種接法，一般芯片內部的電壓誤差放大器，其最大電流輸出能力為3mA左右，超過這個電流值，誤差放大器輸出的最高電壓將下降。所以，該接法中，如果電源穩態占空比較大，那么電流Ic比較小，其值可能僅略大于3mA，對應圖7，Ib為2mA左右。由圖6可知，Ib值較小時，微小的Ib變化將引起Ic劇烈變化，光耦的增益非常大，這將導致閉環網絡不容易穩定。而如果電源穩態占空比比較小，光耦的4腳電壓比較小，對應電壓誤差放大器的輸出電流較大，也就是Ic比較大(遠大于3mA)，則對應的Ib也比較大，同樣對應于圖6，當Ib值較大時，對應的光耦增益比較適中，閉環網絡比較容易穩定。
同樣，對于上面的半橋輔助電源電路，用接法2代替接法1，閉環不穩定，用示波器觀察光耦4腳電壓波形，有明顯的振蕩。光耦的4腳輸出電壓(對應于UC3525的誤差放大器輸出腳電壓)，波形如圖11所示，可發現明顯的振蕩。這是由于這個半橋電源穩態占空比比較大，按接法2則光耦增益大，系統不穩定而出現振蕩。
實際上，第2種接法在反激電路中比較常見，這是由于反激電路一般都出于效率考慮，電路通常工作于斷續模式，驅動占空比比較小，對應光耦電流Ic比較大，參考以上分析可知，閉環環路也比較容易穩定。
以下是另外一個實驗反激電路，工作在斷續模式，實際測得其光耦4腳電壓波形，如圖12所示。實際測得的驅動信號波形，如圖13所示，占空比約為0.2。
因此，在光耦反饋設計中，除了要根據光耦的特性參數來設置其外圍參數外，還應該知道，不同占空比下對反饋方式的選取也是有限制的。反饋方式1、3適用于任何占空比情況，而反饋方式2、4比較適合于在占空比比較小的場合使用。
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